주파수 영역의 신호 처리를 위한 스마트 안테나 시스템 및이를 위한 이동 단말과 기지국의 송수신 장치 및 방법 document_id A220623014998

본 발명은 배열 안테나(Array Antenna)를 사용하는 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 주파수 영역에서 신호 처리를 수행하는 스마트 안테나(Smart Antenna) 시스템의 성능을 향상시킬 수 있는 기지국과 이동 단말의 송수신 장치 및 방법에 관한 것이다. 통신 기술의 급격한 발전에 따라 무선 통신 시스템은 일반적인 음성 통화 서비스는 물론 대용량의 디지털 데이터 전송이 가능한 패킷(Packet) 데이터 서비스를 제공하는 단계에 이르고 있다. 패킷 데이터 서비스와 관련하여 현재 서비스되고 있거나 연구가 진행중인 이동통신 시스템으로는 차세대 이동통신 시스템인 IMT-2000(International Mobile Telecommunication 2000)을 목표로 하여 동기 방식으로 IS-2000, 고속의 패킷 전송이 가능한 EV-DO(Evolution Data Only), 음성과 고속의 패킷 데이터 서비스의 동시 지원이 가능한 EV-DV(Evolution of Data and Voice)와, 비동기 방식으로 UMTS(Universial Mobile Telecommunication System) 등이 있다. 상기와 같이 이동 단말로 제공되는 패킷 데이터 서비스는 크게 CDMA 2000 1x 등 3 세대 이동 통신망을 이용한 방식과, 무선랜(Wireless LAN)을 이용한 방식으로 구분된다. 상기 무선랜은 전송 대역폭이 넓어 대용량의 패킷 데이터를 단시간에 송수신할 수 있으며, 모든 가입자가 채널을 공유하여 무선 채널을 효율적으로 사용하는 무선 광대역 인터넷 서비스를 제공함을 특징으로 한다. 상기 무선랜과 관련하여 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers, 이하 "IEEE") 802.16 표준화 그룹에서는 고정 단말을 통해 무선 광대역 인터넷 서비스를 제공하기 위한 표준으로 IEEE 802.16a, 802.16b 표준을 하나로 통합한 IEEE 802.16d 표준을 제정하고 있으며, 이와 동시에 IEEE 802.16d를 개선하여 이동 단말로 휴대 인터넷 서비스를 제공하기 위한 IEEE 802.16e 표준의 제정을 추진하고 있다. 상기 IEEE 802.16e 기반의 무선 광대역 인터넷 서비스는 이동 단말을 이용하여 정지 및 이동 중은 물론 언제 어디서나 고속으로 무선 인터넷의 접속을 가능하게 한다. 무선 광대역 인터넷 서비스의 대표적인 예로는 현재 급속한 연구가 진행중인 와이브로(Wibro)를 들 수 있으며, 이외에도 Wi-Fi, Wi-Max등 무선 광대역 인터넷 서비스를 제공하기 위한 다양한 통신 방식들이 연구되고 있다. 이하에서는 상기 IEEE 802.1x 표준안에 따라 무선 인터넷 서비스를 제공하는 망을 무선랜으로 통칭하기로 한다. 상기와 같이 무선 인터넷에 대한 관심과 수요가 급증하고 있는 가운데 무선 통신의 품질 및 전송 속도를 획기적으로 향상시키기 위한 대안으로 지능형 안테나(Intelligent Antenna) 또는 스마트 안테나(Smart Antenna)로 불리는 적응 배열 안테나(Adaptive Array Antenna)(이하,"스마트 안테나"라 칭함) 시스템이 연구되고 있다. 상기 스마트 안테나 시스템은 다수의 안테나 소자를 특정 형태로 배열하고, 다수의 안테나 소자로부터 방사되는 송신 빔의 방향과 빔 폭을 조절하여 원하는 이동 단말의 방향으로 지향성 빔을 형성하여 데이터를 송수신하는 시스템이다. 상기 스마트 안테나 시스템은 수신을 원하는 신호는 보강 간섭이 일어나도록 하고, 수신을 원하지 않는 간섭 신호는 상쇄 간섭이 일어나도록 송신/수신 빔을 형성(Beam-forming)함을 기본 원리로 하고 있다. 이와 같은 스마트 안테나 기술을 이용하면 수신단에서 간섭 신호를 억제할 수 있고, 다이버시티 이득(diversity gain)과 빔 형성 이득(beam-forming gain)을 얻을 수 있으므로 시스템의 성능을 크게 향상시킬 수 있다. 상기 스마트 안테나 기술의 장점을 살펴보면, 첫째 전송 신호가 분산되지 않고 원하는 곳으로 모이므로 신호 이득을 증가 시킬 수 있다. 따라서 기지국 당 커버할 수 있는 영역을 확장할 수 있으며, 또한 신호 이득이 증가함으로 인해 단말의 전력 소비를 줄일 수 있어 배터리 사용 시간을 증가시킬 수 있다. 둘째 수신기에서 원하지 않는 방향의 신호는 효과적으로 제거 되므로 간섭 신호의 제거가 가능하다. 셋째 스마트 안테나는 공간 적인 필터 효과를 제공하기 때문에 다중 경로(Multi-path)의 영향을 많이 감소시킬 수 있다. 상기와 같은 스마트 안테나 시스템은 3G 이동 통신망이나 무선랜 등에 적용됨은 물론 시스템 성능을 보다 향상시키도록 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 전송 방식 등 다중파 전송 방식을 이용하는 통신망에 적용될 수 있다. 상기 OFDM 방식은 다수의 직교하는 부반송파를 중첩시켜 데이터를 전송하는 대표적인 다중 반송파 전송 방식으로 이는 직렬로 입력되는 심볼(Symbol)열을 병렬 신호로 변환하고, 상호 직교성을 갖는 다수의 부반송파(Sub-Carrier)를 통해 데이터를 변조하여 전송하는 방식이다. 이하 무선랜 시스템의 예를 들어 억세스 포인트(Access Point : AP)(이하, "기지국"이라 칭함)에는 스마트 안테나 기술을 사용하고, 모바일 터미널(Mobile Terminal : MT)(이하, "이동 단말"이라 칭함)에는 단일 안테나를 사용하는 경우를 가정하여 종래 스마트 안테나 시스템을 설명하기로 한다. 상기 스마트 안테나 기술을 적용한 기지국이 표준 무선랜과 완전히 호환이 된다면, 기존 단일 안테나를 사용하는 기지국을 스마트 안테나를 사용하는 기지국으로 대체 함으로서 기존 이동 단말을 그대로 사용하더라도 무선랜 시스템의 성능을 크게 향상 시킬 수 있다. 한편 스마트 안테나를 이용하는 기지국은 통신 프로토콜에 따라서 무지향성 옴니 안테나를 사용하여 전방위(omni-directional) 빔 패턴으로 데이터를 전송할 수 있다. 전방위 빔 패턴으로 데이터를 전송하고자 하는 경우 고정형 전방위 빔 패턴을 사용한다. 그러나 실제 스마트 안테나를 이용하여 고정형 전방위 빔 패턴을 생성하더라도 360 도의 모든 방향에 대해서 고른 빔 패턴을 생성하기가 어렵다. 따라서 종래 고정형 전방위 빔 패턴을 사용하는 경우 특정한 방향에 있는 사용자의 이동 단말은 통신 장애를 일으킬 수 있다. 예를 들어 도 18은 4 개의 안테나로 구현된 스마트 안테나를 이용하여 전방위 빔 패턴을 생성한 파형도이다. 도 18을 살펴보면, 전방위 빔 패턴을 가지기는 하지만 기지국의 셀 내 강한 빔이 형성되는 곳도 있고, 약한 빔이 형성되는 곳도 있으므로 360도 전 방향으로 고른 빔 패턴을 가지지 않음을 알 수 있다. 따라서 빔 패턴이 약한 방향에 있는 가입자와 통신 시에는 문제가 될 수 있다. 도 16은 종래 스마트 안테나 시스템의 하향 링크에서 기지국의 송신기 구성을 도시한 블록도이다. 기지국에서 사용자의 이동 단말로 전송할 송신(TX) 데이터는 매핑기(mapper)(1601)에서 정해진 변조 방식에 따라 사상된 후, 승산기(1605a~1605d)에서 다중화기(MUX)(1603)의 출력인 송신 가중치와 각각 곱하여 진다. 상기 송신 가중치는 통신 프로토콜이 스마트 안테나를 이용한 송신 빔 형성을 수행하는 경우이면 TX 빔 형성 가중치를 이용하고, 통신 프로토콜이 옴니 안테나를 이용한 전방위 빔 패턴을 사용할 경우이면, 고정형 TX 옴니 가중치를 사용한다. 상기 TX 빔 형성 가중치는 일반적으로 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 구할 수 있으며, 고정형 TX 옴니 가중치는 예컨대, 4 개의 안테나 요소로 빔 성형을 하였을 경우의 빔 패턴이 일반적인 옴니 안테나 빔 패턴과 가장 유사한 빔 패턴을 생성하도록 하는 소정 가중치를 미리 설정하여 사용한다. 도 16의 승산기(1605a~1605d)에서 TX 빔 형성 가중치 또는 고정형 TX 옴니 가중치의 송신 가중치와 곱하여진 송신 신호는 시스템의 수신단 또는 송신단 전달함수 특성을 보상하기 위해 다른 승산기(1609a~1609d)에서 다중화기(1607)로부터 출력되는 보상 가중치(calibration weight)와 곱하여 진다. 상기 보상 가중치는 송신 가중치가 TX 빔 형성 가중치인 경우는 소정 TX 빔 형성 보상 가중치를 사용하고, 송신 가중치가 고정형 TX 옴니 가중치인 경우는 소정 TX 옴니 보상 가중치를 사용한다. 상기 TX 빔 형성 가중치는 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 구하고, RX 빔 형성 가중치는 수신단의 전달함수 특성인 R 요소를 포함하므로 TX 빔 형성 가중치 또한 수신단의 전달함수 특성인 R 요소를 포함한다. 따라서 TX 빔 형성 가중치를 사용하여 데이터를 송신하고자 하는 경우 송신단의 전달함수 특성인 T 요소 뿐만 아니라 수신단의 전달함수 특성인 R 요소도 함께 고려하여 가중치 보상을 수행하는 것이 바람직하다. 결과적으로 송신 가중치로 TX 빔 형성 가중치를 사용하는 경우 보상 가중치는 TX 빔 형성 보상 가중치로 R*/T을 사용하여야 한다. 여기서 *는 complex conjugate를 나타낸다. 반면 송신 가중치로 고정형 TX 옴니 가중치를 사용하는 경우 보상 가중치는 수신단의 전달함수 특성과 무관한 값을 가지며, 송신단의 전달함수 특성만을 보상하면 된다. 이 경우 TX 옴니 보상 가중치는 수신단의 전달함수 특성 R이 배제된 1/T 만을 사용한다. 상기 시스템의 전달함수 특성을 고려한 보상 가중치와 승산기(1609a~1609d)에서 곱하여진 송신 신호는 각각 주파수 영역의 신호를 시간 영역의 신호로 변환하는 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)(1611a~1611d)와, 심볼 간섭에 의한 데이터 손실을 방지하도록 OFDM 데이터에 보호 구간(Guard Insertion : GI)을 삽입하는 GI 삽입기(1613a~1613d)와 RF 처리를 수행하는 송신(TX) RF 부(1615a~1615d)와 안테나(1617a~1617d)를 통해 무선망으로 전파된다. 이하 하향 링크에서 상기 기지국의 송신 신호를 수신하는 이동 단말의 수신기를 설명하기로 한다. 도 1은 종래 스마트 안테나 시스템의 하향 링크에서 이동 단말의 수신기 구성을 도시한 블록도로서, 도 1에서 도시 되지 않은 기지국의 송신기는 예컨대, 주파수 영역에서 신호 처리를 수행하고 복수의 안테나 요소(Antenna Element)를 사용하여 OFDM 전송 방식으로 데이터 전송함을 가정한다. 기지국의 전송 신호는 무선 채널을 경유하여 이동 단말측 수신기(100)의 안테나(101)에 도달하고, 수신(RX) RF 부(103)로 입력되어 주파수 하향 변환 등의 신호 처리를 거친 후, 디지털 신호로 변환된다. 수신 RF 부(103)를 통과한 신호는 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상기(Subcarrier Frequency Offset Estimation And Compensation Unit : 이하, "FO")(105)를 통해 주파수 옵셋(Frequency Offset)이 제거된다. 상기 FO(105)를 통과한 신호는 시간 영역의 신호를 주파수 영역의 신호로 변환하는 고속 푸리에 변환기(Fast Fourier Transform : 이하, "FFT")(107)와, FFT(107)의 윈도우 설정을 결정하는 FFT 윈도우 검출기(109)의 입력단으로 각각 전달된다. 상기 FFT(107)는 FFT 윈도우의 기준점과 윈도우 옵셋(Window Offset)이 미리 설정되어야 한다. 이를 위해 FFT 윈도우 검출기(109)는 FO(105)의 출력으로부터 정확한 OFDM 심볼 경계(symbol boundary)를 검출한 후, 이를 기준점으로 하여 FFT 윈도우에 FFT 윈도우 옵셋 만큼의 마진을 두고 고속 푸리에 변환이 수행되도록 한다. FFT(107)는 FFT 윈도우 검출기(109)에서 설정하는 FFT 윈도우에 맞추어서 고속 푸리에 변환을 수행한다. 상기 FFT(107)를 통과한 주파수 영역의 수신 신호는 간섭 신호 제거를 위해 주파수 영역 등화기(Frequency Equalizer : FEQ)(111)로 입력된다. 상기 FEQ(111)의 동작을 위한 FEQ 계수는 FEQ 추정기(113)로부터 추정된 값을 사용한다. 그리고 상기 FEQ 추정기(113)는 FFT(107)로부터 출력되는 수신 신호와, FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호를 입력으로 하여 추정된 FEQ 계수를 FEQ(111)로 전달한다. 여기서 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝(reference training pattern) 신호로서 롱 프리앰블(long preamble) 신호를 사용할 수 있다. 그리고 상기 FEQ(111)의 출력 신호는 타이밍 옵셋 추정 및 보상기(Timing Offset estimator and compensator : TO)(115)를 통과하여 타이밍 옵셋이 보상되고, 잔류 주파수 옵셋 추정 및 보상기(Residual Frequency Offset estimator and compensator : RFO)(117)를 통과하여 잔류 주파수 옵셋이 보상된다. 상기 RFO(117)를 통해 잔류 주파수 옵셋이 보상된 수신 신호는 디매핑기(119)를 통해 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), 16 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 등 정해진 변조 방식에 대응되는 복조 방식으로 복조되어 RX 데이터로 출력된다. 아울러 상기 디매핑기(119)의 이후 단에서는 채널 복호 등이 수행되어 원래 데이터를 복원하게 된다. 상기와 같이 OFDM 전송 방식을 이용하는 수신기에서는 성능 향상을 위해 일반적으로 2 내지 4 샘플 정도의 FFT 윈도우 옵셋을 설정하고 있으나, FFT 윈도우 옵셋의 영향으로 수신 신호의 위상이 회전되는 문제점이 발생되어 수신 성능에 열화가 발생된다. 다만 수신 신호의 위상 회전에 의한 성능 열화는 하기 도 2에서 설명할 기지국의 수신기와 같이 수신 빔 형성을 수행하는 경우 더욱 현저하게 발생된다. 한편 도 2는 종래 스마트 안테나 시스템의 상향 링크에서 기지국의 수신기 구성을 도시한 블록도이다. 도 2에 도시된 기지국은 복수의 배열 안테나를 사용하며, 편의상 4 개의 안테나를 사용하는 것으로 가정한다. 가입자의 이동 단말로부터 전송된 신호는 무선 채널을 경유하여 기지국 수신기(200)의 배열 안테나(201a~201d)로 수신된다. 배열 안테나(201a~201d)로 수신된 신호는 해당 RF 체인(chain)의 수신 RF 부(203a~203d)로 각각 입력되어 주파수 하향 변환 등 RF 처리를 거친 후, 디지털 신호로 변환된다. 수신 RF 부(203a~203d)를 통과한 신호는 해당 신호 경로에 위치된 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상기(FO)(205a~205d)를 통해 주파수 옵셋이 제거된다. 상기 FO(105)를 통과한 신호는 각 신호 경로 상의 FFT(207a~207d)와, FFT(207a~207d)의 윈도우 설정을 결정하는 FFT 윈도우 검출기(209)의 입력단으로 각각 전달된다. 한편 FFT 윈도우의 기준점과 윈도우 옵셋을 미리 설정하기 위해 FFT 윈도우 검출기(209)는 FO(105)의 출력으로부터 정확한 OFDM 심볼 경계를 검출한 후, 검출된 심볼 경계를 기준점으로 하여 FFT 윈도우에 FFT 윈도우 옵셋 만큼의 마진을 두도록 FFT(207a~207d)를 설정한다. FFT(207a~207d)는 FFT 윈도우 검출기(209)에서 설정하는 FFT 윈도우에 맞추어서 고속 푸리에 변환을 수행한다. 상기 FFT(207a~207d)를 통과한 주파수 영역의 안테나별 수신 신호와 RX 빔 형성 가중치 계산기(215)로부터 생성된 RX 빔 형성 가중치는 승산기(211a~211d)에서 곱해지고, 가산기(213)에서 더해져 RX 빔 형성이 이루어 진다. 상기 RX 빔 형성 가중치 계산기(215)는 FFT(207a~207d)로부터 출력되는 안테나 경로별 수신 신호와 FEQ 계수 추정을 위한 소정 기준 신호를 이용하여 각 안테나 경로별로 최적 RX 빔 형성 가중치를 구한다. 상기 기준 신호는 예를 들어 무선랜 표준 IEEE Std 802.11a-1999에 규정된 기준 트레이닝 신호로서 롱 프리앰블 신호를 사용할 수 있다. 한편 상기 가산기(213)로부터 출력되는 수신 신호는 주파수 영역 등화기(FEQ)(217)와 FEQ 추정기(219)로 입력된다. 상기 FEQ 추정기(219)는 상기 가산기(213)로부터 출력되는 수신 신호와 상기 기준 신호를 이용하여 FEQ(217)의 동작을 위한 FEQ 계수를 추정한다. 상기 FEQ(217)의 출력 신호는 타이밍 옵셋 추정 및 보상기(TO)(221)와 잔류 주파수 옵셋 추정 및 보상기(RFO)(223)를 통과하여 타이밍 옵셋 및 잔류 주파수 옵셋이 보상된다. 상기 TO(221)와 RFO(223)를 통해 보상된 수신 신호는 디매핑기(225)를 통해 QPSK, 16 QAM 등 정해진 변조 방식에 대응되는 복조 방식으로 복조되어 RX 데이터로 출력된다. 상기 도 1 및 도 2에서 살펴본 종래의 스마트 안테나 시스템은 다음과 같은 문제점이 있다. 주파수 영역 신호 처리에 적합한 OFDM 통신 방식이 적용된 스마트 안테나 시스템에서는 정확한 OFDM 심볼 검출이 이루어지고, 심볼 검출 결과에 따라 FFT 윈도우를 설정하여 FFT를 수행하는 과정이 필수적으로 요구된다. 그러나 일반적으로 OFDM 시스템에서는 성능 향상을 위해서 정확한 OFDM 심볼 경계를 기준으로 FFT 윈도우를 설정하여 FFT를 수행하지 않고, 대략 2~4 샘플 정도 FFT 윈도우 옵셋을 주고 FFT를 수행한다. 그러나 FFT 윈도우 옵셋의 영향으로 인하여 FFT를 수행한 후의 수신 신호는 일정량 위상이 회전하게 된다. 이러한 위상 회전은 스마트 안테나 시스템의 수신단에서 RX 빔 형성 가중치를 구할 때 영향을 주게 되어 시스템의 성능을 열화 시킨다. 또한 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 TX 빔 형성 가중치를 구할 경우 TX 빔 형성 가중치의 성능도 열화될 수 있다. 이하에서는 FFT 윈도우 옵셋에 따라 RX 빔 형성 가중치가 받는 영향을 하기 실험 결과를 예시로 하여 설명하기로 한다. 도 3a 내지 도 3c는 도 2에서 FFT 윈도우 옵셋이 0인 경우 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호, 수신 신호 및 RX 빔 형성을 위한 가중치 신호를 각각 도시한 파형도이다. 도 3a는 배열 안테나를 구성하는 안테나의 개수가 4 개이고, FFT 윈도우 옵셋이 0 샘플인 경우 FEQ 계수 추정에 이용되는 기준 신호(reference signal)를 도시한 것이고, 도 3b는 도 3a의 기준 신호에 대응되는 수신 신호(incoming signal)를 도시한 것이다. 그리고 도 3c는 상기 기준 신호와 수신 신호를 이용하여 계산된 결과 신호(resulting signal)인 RX 빔 형성 가중치 신호를 도시한 것이다. FFT 윈도우 옵셋이 0인 경우 도 3c와 같이 RX 빔 형성 가중치 신호에 위상 회전이 발생되지 않음을 알 수 있다. 그러나 도 3a 내지 도 3c와 같이 FFT 윈도우 옵셋이 주어지지 않는 경우 OFDM 시스템은 성능 저하를 피할 수 없다. 일반적으로 FFT 윈도우 옵셋을 주는 이유는 첫째 만약 FFT 윈도우 옵셋이 주어지지 않아 정확한 FFT 윈도우 시작점 이후의 지점을 윈도우 시작점으로 검출하여 FFT를 수행하면 성능 열화가 커지게 된다. 따라서 정확한 FFT 윈도우 시작점을 기준으로 FFT 윈도우 옵셋에 의한 마진을 두기 위함이고, 둘째 OFDM 심볼을 수신하는 다중 경로가 존재하는 경우에는 FFT 윈도우 검출 시 주로 강한 신호 경로(strong path)를 검출하게 되므로 강한 신호 경로(strong path) 이전의 신호도 함께 이용하는 것이 성능 향상에 도움이 되기 때문이다. 그러나 OFDM 시스템의 성능 향상을 위해 적절한 FFT 윈도우 옵셋을 설정하면, 하기와 같은 문제점이 발생된다. 도 4a 내지 도 4c는 도 2에서 예를 들어 FFT 윈도우 옵셋이 1인 경우 FEQ 계수 추정을 위한 기준 신호, 수신 신호 및 RX 빔 형성을 위한 가중치 신호를 각각 도시한 파형도이다. 도 4a는 도 3a와 동일하게 FFT 윈도우 옵셋이 0 샘플인 경우 FEQ 계수 추정 시 이용되는 기준 신호(reference signal)를 도시한 것이고, 도 4b는 도 3b의 신호 파형에 FFT 윈도우 옵셋 1을 설정한 경우 위상 회전되어 출력되는 수신 신호(incoming signal)의 파형을 도시한 것이다. 그리고 도 4c는 상기 기준 신호와 수신 신호를 이용하여 계산된 결과 신호(resulting signal)로서 위상 회전된 RX 빔 형성 가중치 신호를 도시한 것이다. 상기와 같이 FFT 윈도우 옵셋이 설정된 경우 RX 빔 형성 가중치는 윈도우 옵셋에 비례하여 위상 회전이 발생됨을 알 수 있다. 상기와 같이 위상 회전된 RX 빔 형성 가중치는 스마트 안테나 시스템의 성능을 저하시키며, 그 RX 빔 형성 가중치를 이용하여 계산되는 TX 빔 형성 가중치도 위상 회전의 영향을 받게 되므로 TX 빔 형성 성능 또한 저하된다. 이상 기술한 것처럼 종래 스마트 안테나 시스템의 경우 스마트 안테나를 이용하여 고정형 전 방위 빔 패턴을 생성하더라도 360도 전 방향에 대해 고른 빔 패턴을 생성하기가 어려우며, 특정한 방향에 있는 이동 단말은 통신 장애를 일으킬 수 있다. 그리고 수신단에서 FFT 윈도우 옵셋으로 인해 FFT를 수행한 후의 수신신호는 위상 회전이 발생되어 스마트 안테나 시스템의 성능을 열화시킨다. 그리고 기지국에서는 송수신 성능 향상을 위해 스마트 안테나를 채용하여 RX 및 TX 빔 형성을 하지만 단일 안테나를 가진 가입자의 이동 단말은 단순히 기지국에 의존하는 수동적인 입장으로만 동작하는 문제점이 발생된다.