제어기, 전류 모드 제어 ＤＣ/ＤＣ 변환기, 제어 방법 및 장치 document_id A220623037926

전류 모드 제어 DC/DC 변환기에서, 제어가능 스위치가 인덕터에 접속되어, 인덕터를 통해 주기적으로 변화하는 인덕터 전류를 생성한다. 외부 전압 조절 루프는 기준 전압으로부터 변환기의 출력 전압을 감산하여 제어 신호를 얻기 위해 처리되는 에러 신호를 공급하는 전류 모드 제어기를 포함한다. 이러한 제어 신호는 인덕터에서의 피크 전류에 대한 설정 레벨로서 이용될 수 있다. 통상적으로, 처리는 에러 신호를 수신하여 제어 신호를 공급하는 PI 또는 PID 제어기를 포함한다. 따라서, 때때로 이러한 처리는 제어기로서도 지칭된다. 내부 전류 조절 루프는, 인덕터 전류를 나타내는 감지 신호가 설정 레벨에 도달한 경우 제어가능 스위치를 스위칭 오프한다. 따라서, 출력 전압 레벨과 기준 전압 레벨 사이의 차이에 의존하는 설정 레벨이 인덕터를 통한 전류의 피크 전류 레벨을 결정한다. 이러한 감지 신호를 결정하기 위한 많은 옵션들이 알려져 있다. 예를 들어, 감지 신호는 전류 트랜스포머로, 또는 인덕터와 직렬로 된 임피던스에 대한 전압으로서 얻어질 수 있으며, 이러한 직렬 임피던스는 스위치의 주 전류 경로에 있을 수 있다. 통상적으로, 스위치는 발진기에 의해 생성된 클록 펄스에 의해 스위칭 온된다. 스위치의 온-타임(on-time)은 클록 펄스에 의해 스위치가 스위칭 온되는 순간과 인덕터 전류가 설정 레벨에 도달하는 순간 사이의 시간 주기이다. 스위치의 오프-타임(off-time)은 인덕터 전류가 설정 레벨에 도달하는 순간과 다음 클록 펄스 사이의 시간 주기이다. 반복 주기는 온-타임과 오프-타임의 합이다. 벅 변환기(buck converter)에서, 온-타임 동안, 스위치는 입력 전압과 출력 사이에 인덕터를 접속하고, 인덕터 전류가 증가된다. 입력 전압은 배터리에 의해 공급될 수 있다. 오프-타임 동안, 다른 스위치가 출력과 접지 사이에 인덕터를 접속하고, 인덕터 전류가 감소된다. 예를 들면, 부스트(boost), 벅-부스트(buck-boost), 쿡 변환기(Cuk converter)와 같은 다른 전류 모드 제어 DC/DC 변환기의 토폴로지가 또한 잘 알려져 있다. 통상적으로, 인덕터 전류에서의 교란을 감소시키기 위해 경사 보상(slope compensation)이 요구된다. 경사 보상은 반복 주기 동안의 시간의 함수로서 설정 레벨을 변화시킴으로써 얻어진다. 때때로, 전류 모드 제어기는 제어 신호로부터 톱니, 포물선, 또는 구분적 선형(piecewise linear) 경사 보상 신호를 감산하여, 경사 보상된 제어 신호를 얻는다. 이제, 이러한 경사 보상된 제어 신호는 설정 레벨로서 이용되며, 따라서, 인덕터를 통한 피크 전류가 경사 보상된 제어 신호의 레벨에 도달하는 순간에 오프 주기(off-period)가 시작된다. 예를 들면, 텔레콤(telecom) 시스템에서와 같은 몇몇 응용에서, 요구되는 실제 송신 전력에 알맞은 가변 출력 전압을 얻기 위해 기준 전압이 변화된다. 전력 변환기의 출력 전압이 기준 전압의 변화를 최적으로 트래킹하는 것이 중요하다. 알려진 전류 모드 제어 DC/DC 변환기의 단점은, 기준 전압의 변화에 대한 그의 반응 속도가 최적이지 않다는 것이다. US-B-6,611,131은 그러한 전류 모드 스위칭 조절기를 개시한다. 종래 기술로서, I-제어기의 적분 캐패시터 양단에 전압 클램프가 제공되는 전류 모드 스위칭 조절기가 설명된다. 이러한 전압 클램프는 적분 캐패시터에 제공된 제어 전압을 제한한다. 따라서, 인덕터 전류 또한 제한된다. 또한, 이러한 종래 기술의 해결책은 인덕터 전류가 제한되는 실제 값이 경사 보상에 의존한다는 단점을 갖는다는 것도 설명되어 있다. 따라서, US-B-6,611,131은 적분 캐패시터 양단의 전압을 버퍼링하는 버퍼의 출력에서, 전압을 클램핑하는 전압 클램프를 이용할 것을 제안한다. 버퍼의 출력을 제한하는 전압은 경사 보상에 의존한다. 이제, 전류가 제한되는 레벨은 경사 보상 신호에 덜 의존한다. 그러나, 이러한 해결책은, 적분 제어 루프가 제한 동작 동안에 폐쇄되지 않으며, 따라서, 적분 캐패시터에 대한 전압이 드리프트(drift away)된다는 단점을 갖는다. 발명의 개요 본 발명의 목적은 출력 신호가 제한되며, 적분기가 덜 드리프트되는 제어기를 제공하는 것이다. 본 발명의 제 1 양상은 청구항 1에서 청구된 바와 같은 제어기를 제공한다. 본 발명의 제 2 양상은 청구항 10에 청구된 바와 같은 전류 모드 제어 DC/DC 변환기를 제공한다. 본 발명의 제 3 양상은 청구항 16에 청구된 바와 같은 장치를 제공한다. 본 발명의 제 4 양상은 청구항 18에 청구된 바와 같은 제어 방법을 제공한다. 바람직한 실시예들이 종속 청구항들에서 정의된다. 본 발명의 제 1 양상에 따른 제어기는 비교기, 적분기, 복제 회로, 결정 회로 및 작용(influencing) 회로를 포함한다. 그러한 제어기는 통상적으로 I-제어기로서 지칭된다. 잘 알려진 I-제어기에서, 비교기는 입력 신호와 기준 신호를 비교하여, 에러 신호를 공급한다. 에러 신호는 입력 신호와 기준 신호간의 차이를 나타낸다. 적분기는 에러 신호를 적분하여 제어 신호를 얻는다. 전력 변환기에서 그러한 I-제어기를 이용하는 예에 대해서는, US-B-6,611,131에 개시되어 있다. 이러한 응용에서, I-제어기의 입력 신호는 전력 변환기의 출력 전압이고, 기준 신호는 기준 전압이다. I-제어기에 의해 공급된 제어 신호는 전력 변환기를 제어하여, 그의 출력 전압이 기준 전압에 의해 결정되도록 한다. 적분기는 적분 동작에 작용하도록 한다. 예를 들어, 적분기가 적분 캐패시터를 포함하는 경우, 적분기는 적분기 캐패시터에 공급된 전류에 작용하기 위한 입력을 포함한다. 복제 회로는 제어 신호에 비례하는 복제 제어 신호를 생성한다. 복제 제어 신호는 제어 신호와 동일할 수 있지만, 분리된 노드에 제공되어야 한다. 결정 회로는 복제 제어 신호가 제한 값에 도달하였는지를 결정한다. 작용 회로는 복제 제어 신호가 제한 값에 도달하거나 또는 제한 값을 통과한 것으로 결정된 경우, 적분 동작에 작용하여 제어 신호를 제한한다. 따라서, 이제, 복제 제어 신호와 제한 값을 비교하는 분리된 회로는, 비교기 및 적분기에 의해 형성되는 주 경로의 동작을 방해하지 않는다. 입력 신호로부터 제어 신호로의 루프는 여전히 완전히 동작되며, 제어 신호는 여전히 적분기의 상태에 접속된다. 또는 상기와 다르게, 적분 동작에 작용하여, 제어 신호가 제한되고, 적분기 상태와 제어 신호 사이의 링크가 유지되도록 한다. 종래 기술의 US-B-6,611,131에서, 버퍼의 출력에서의 전압이 제한되며, 따라서, 입력 신호로부터 제어 신호로의 주 루프에 제한 동작이 발생된다. 그러나, 제어 루프는 입력 신호와 기준 신호간의 차이를 여전히 검출하고, 적분기는 계속 동작하여 이러한 차이를 최소화한다. 따라서, 적분기 상태의 변화는, 버퍼의 클램핑된 출력 전압에 의해 더 이상 표현되지 않는다. 따라서, 적분기는 그의 정상 상태로부터 멀리 드리프트할 것이다. 제한이 더 이상 요구되지 않는 경우, 적분기가 그의 정상 상태로 다시 변화되기 전까지 오랜 시간이 걸리게 된다. 적분기 외에, 제어기는 선택적으로 비례 및/또는 미분 동작을 포함하여, PI, ID 또는 PID 제어기를 얻는다는 것을 주지해야 한다. 청구항 2에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 제한 값은 최대 레벨을 나타내며, 작용 회로는 복제 제어 신호가 최대 레벨에 도달하는 경우 적분 동작을 감소시킨다. 예를 들어, 캐패시터를 충전함으로써 적분 동작이 얻어진다면, 이러한 캐패시터는 복제 제어 신호가 최대 레벨과 동일할 때까지 방전된다. 따라서, 복제 제어 신호는 제어 신호의 (스케일링된) 복제이기 때문에, 제어 신호 또한 최대 값으로 제한된다. 청구항 3에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 제한 값은 최소 레벨을 나타내며, 작용 회로는 복제 제어 신호가 최소 레벨에 도달하는 경우 적분 동작을 증가시킨다. 예를 들어, 캐패시터를 충전함으로써 적분 동작이 얻어진다면, 이러한 캐패시터는 복제 제어 신호가 최소 레벨과 동일할 때까지 충전된다. 청구항 4에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 복제 회로는 복제 제어 신호를 제 1 전류로서 노드에 공급하는 제 1 전류 소스를 포함한다. 결정 회로는 사전결정된 고정된 제 2 전류를 제어가능한 노드에 공급하는 제 2 전류 소스를 포함한다. 제 1 전류 및 제 2 전류는 차분 전류를 얻기 위해 반대의 극성을 갖는다. 예를 들어, 제 1 전류가 노드로부터 얻어지는 반면, 제 2 전류는 노드에 공급된다. 결정 회로는 노드에서의 전압을 제한하는 클램핑 회로를 포함한다. 작용 회로는 노드에 접속된 입력 및 적분기의 입력에 접속된 출력을 포함하여, 적분 동작에 작용한다. 노드에서의 전류가 클램핑이 요구되지 않는 범위내에 있는 한, 차분 전류가 클램핑 회로로 흐르고, 노드에서의 전압이 제어 신호의 제한이 요구되는 제한 값에 도달하거나 또는 제한 값을 넘는 경우, 차분 전류가 작용 회로 쪽으로 흐른다. 전류 소스를 갖는 그러한 제어기는 집적 회로에서 쉽게 구현될 수 있다. 청구항 5에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 적분기는 적분 캐패시터를 포함하고, 작용 증폭기의 출력이 적분 캐패시터에 접속되어, 제어 신호가 제한되어야 할 때, 캐패시터로부터 전류를 공급하거나 또는 차단한다. 제어 신호가 제한될 필요가 없다면, 증폭기는 전혀 영향을 미치지 않는다. 따라서, 제한이 요구되지 않는다면, 주 루프는 차단되지 않는다. 청구항 6에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 적분기는 제 3 전류 소스를 포함하여, 제어 신호를 적분 캐패시터 양단의 전압에 의해 결정되는 제 3 전류로서 공급한다. 이제, 전류 소스를 적분하는 용이성으로 제어 신호가 생성된다. 적분 캐패시터상의 전압은 제어 전류 및 복제 제어 전류를 생성하기 위한 전류 소스들 둘다를 제어할 수 있음을 주지해야 한다. 이와 달리, 제어 전류만을 제어하고, 제어 전류를 미러링하여, 복제 제어 전류를 얻을 수 있다. 청구항 7에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 증폭기는 노드에 접속된 제어 입력 및 적분 캐패시터에 접속된 주 전류 경로를 갖는 트랜지스터를 포함한다. 따라서, 노드상의 전압은 적분 캐패시터에 공급되거나 또는 적분 캐패시터로부터 차단되는 전류의 양을 결정한다. 청구항 8에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 클램핑 회로는 제어 입력 및 노드에 접속된 주 전류 경로를 갖는 트랜지스터를 포함한다. 전압 소스가 제어 입력에 접속된다. 따라서, 트랜지스터 제어 입력의 배열 및 전압 소스의 레벨에 의존하여, 트랜지스터는 노드에서의 전압이 전압 소스에 의해 공급된 전압보다 높거나 또는 낮은 한 차분 전류를 도통한다. 청구항 9에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 비교기는 입력 신호 및 기준 신호를 수신하는 입력 및 에러 신호를 공급하는 출력을 갖는 제 1 트랜스컨덕턴스 증폭기를 포함한다. 그러한 트랜스컨덕턴스 증폭기는 잘 알려져 있다. 적분기는 제 1 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력들 사이에 배열된 캐패시터를 포함한다. 제 2 트랜스컨덕턴스 증폭기는 캐패시터 양단에 접속된 입력 및 제어 신호를 출력 전류로서 공급하는 출력을 갖는다. 복제 회로는 캐패시터 양단에 접속된 입력 및 제어 신호를 복제 제어 전류로서 공급하는 출력을 갖는 제 3 트랜스컨덕턴스 증폭기를 포함한다. 결정 회로는 제 3 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력들 사이에 배열된 전류 소스 및 클램프로서 작용하는 제 3 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력들 사이에 배열된 제 1 트랜지스터를 포함한다. 전류 소스는 제한 값을 제한 전류로서 공급하도록 배열된다. 작용 회로는 제 1 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력들 사이에 배열된 주 전류 경로 및 제 3 트랜스컨덕턴스 증폭기의 출력들 중 하나에 접속된 제어 입력을 갖는 트랜지스터를 포함하여, 복제 제어 전류가 제한 전류에 도달하는 경우 캐패시터 양단의 전압에 작용한다. 트랜지스터는 피드백 루프를 얻도록 배열된다. 트랜스컨덕턴스 증폭기를 갖는 그러한 구현은, 집적 회로에서 이용하기에 매우 적합하다. 본 발명의 제 2 양상에 따른 전류 모드 제어 DC/DC 변환기에서, 제어기를 이용하여 전류 모드 제어 DC/DC 변환기(전력 변환기라고도 또한 지칭됨)를 조정한다. 전력 변환기는 전력 공급 입력 전압을 수신하여, 전력 공급 출력 전압을 부하에 공급한다. 전력 공급 출력 전압은 전술한 제어기의 입력 신호이다. 제어 신호인 제어기의 출력 신호가 전력 변환기 제어기에 공급된다. 전력 변환기 제어기(구동기 회로라고도 지칭됨)는 전력 변환기를 제어하여, 그의 출력 전압이 제어 신호에 의해 결정되도록 한다. 사실상, 전류 모드 제어 전력 변환기에서, 제어 신호는 전력 변환기의 인덕터에서의 전류가, 인덕터에 접속된 제어가능 스위치가 스위칭 오프되는 제한 값에 도달하는 레벨을 결정한다. 제어기는 전력 변환기의 출력 전압과 기준 전압 사이의 차이로부터 제어 신호를 생성한다. 구동기 회로는 인덕터 전류를 나타내는 감지 신호와 제어 신호를 비교하여, 감지 신호의 레벨이 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 제어가능 스위치를 스위칭 오프한다. 통상적으로, 제어가능 스위치는 고정 주파수에서 동작하는 발진기의 클록 신호에 의해 스위칭 온된다. 제어가능 스위치의 온 및 오프 스위칭은, 인덕터를 통해 주기적으로 가변하는 인덕터 전류를 초래한다. 본 발명에 따른 제어기를 이용함으로써, 전력 변환기의 출력 전압으로부터 제어 신호로의 피드백 루프가 여전히 활성화되는 동안 인덕터를 통한 전류를 제한할 수 있다. 이것은 적분기의 상태와 제어 신호 사이의 링크가 여전히 제공되기 때문이다. 복제 제어 전류를 갖는 보조 경로는 적분 동작에만 작용하여, 제한되기는 하지만, 적분 동작과 제어 신호를 접속해제하지 않는 제어 신호가 얻어진다. 예를 들어, 적분기가 적분 캐패시터를 포함하는 아날로그 적분기인 경우, 캐패시터상의 전압은 적분기의 상태를 나타내고, 또한, 제어 신호의 레벨을 결정한다. 이와 달리, 적분기가 디지털 적분기인 경우, 적분기에 의해 도달된 값은 적분기의 상태를 나타내며, 또한, 제어 신호의 레벨을 결정한다. 사실상, 본 발명에 따르면, 적분기의 상태는 기준 신호와 적분기의 입력 신호 사이의 차이에 의해 결정된다. 예를 들어, 전력 변환기의 출력 전압에서 탭핑(tapping)되는 제어기의 입력 신호가 기준 신호의 레벨보다 높은 레벨을 갖는 경우, 적분기는 캐패시터상의 전압 또는 디지털적으로 저장된 값을 감소시키고, 제어 신호는 감소된다. 제어 신호를 감소시키는 것은, 구동기가 전력 변환기의 출력 전압을 낮추도록 하는 동작을 취하게 한다. 감지 전류가 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 제어가능 스위치가 스위칭 오프되는 전류 모드 전력 변환기에서, 전력 변환기의 출력 전압이 너무 높은 경우, 스위치의 온-타임이 감소되도록 제어 신호의 레벨은 감소되어야 한다. 다른 응용에서, 이것은 정반대일 수 있다. 통상적으로, I-제어기는 기준 전압으로부터 변환기의 출력 전압을 감산하여 에러 신호를 얻는다. 제어기는 제어 신호를 얻기 위해 에러 신호에 적용되는 전달 함수를 갖는다. 전달 함수는, 예를 들면, P(proportional), I(Integrating), D(differentiating) 조절기의 임의의 결합일 수 있지만, 적어도 I-동작을 가져야 한다. 이와 달리, 전달 함수는 적어도 하나의 적분 동작을 갖는 필터일 수 있다. I-제어기의 전달 함수는 적어도 적분 동작을 포함하는 것이 적절하다. 청구항 11에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 전류 모드 제어 DC/DC 변환기는 정정 신호를 제어 신호에 가산하여 변경된 제어 신호를 얻는 정정 회로를 더 포함한다. 정정 신호는 원래의 제어 신호와 인덕터 전류의 평균 값 사이의 차이를 나타낸다. 구동 회로는 인덕터 전류를 나타내는 감지 신호와 변경된 제어 신호를 비교하여, 감지 신호의 레벨이 변경된 제어 신호의 레벨에 도달하는 경우 제어가능 스위치를 스위칭 오프한다. 이제, 감지 신호의 레벨이 변경된 제어 신호의 레벨에 도달한 경우, 스위치가 스위칭 오프된다. 따라서, 제어 신호는 이제 인덕터 전류의 평균 값과 더욱 비슷하다. 이제, 제어 신호의 제한은 사실상 피크 인덕터 전류 대신에 평균 인덕터 전류를 바람직하게 제한한다. 종래 기술의 전류 모드 제어 DC/DC 변환기에서, 경사 보상이 제공되지 않는다면, 제어 신호는 인덕터 전류의 피크 레벨을 나타내는데, 그 이유는, 제어 신호가 스위치가 스위칭 오프되는 인덕터 전류의 피크 레벨을 결정하기 때문이다. 경사 보상이 제공된다면, 경사 보상된 제어 신호는 인덕터 전류의 피크 레벨을 여전히 나타낸다. 따라서, 변경된 제어 신호는 경사 보상 신호가 추가되는 인덕터 전류의 피크 레벨을 나타낸다. 이것은 도 6 및 7을 참조하여 상세히 설명된다. 차동 입력 전압(기준 전압 레벨 - 출력 전압 레벨, 또는 정반대임)으로부터 출력 전압으로의 개방 루프 이득은, 전류 모드 제어기라고도 지칭되는 제어기의 토폴로지에 의존한다. 통상적으로, 전류 모드 제어기는 P, PI 또는 PID 제어기이다. 이러한 개방 루프 이득의 단일 이득 주파수는 제어 신호로부터 평균 출력 전류로의 전달에 의존하는 것으로 나타난다. 종래 기술에서, 이러한 전달은 1보다 작은데, 그 이유는, 인덕터를 통한 리플(ripple) 전류는 평균 인덕터 전류가 피크 전류보다 작아지도록 하며(후자가 제어됨), 만약 제공되는 경우, 경사 보상은 또한 피크 인덕터 전류가 제어 신호보다 작아지도록 하기 때문이다. 반대로, 본 발명의 실시예에 따른 전류 모드 제어 DC/DC 변환기는 제어 신호를 수신하여, 감지 레벨과 비교될 설정 레벨로서 이용되는 변경된 제어 신호를 공급한다. 정정 회로는 정정 신호를 제어 신호에 가산하여 변경된 제어 신호를 얻는다. 변경된 제어 신호는 인덕터 전류의 피크 레벨을 여전히 결정하기 때문에, 경사 보상이 제공되지 않는 경우, 이제 제어 신호는 '인덕터 전류의 피크 레벨 - 정정 신호'를 나타내야 한다. 따라서, 정정 신호가 피크 인덕터 전류와 평균 인덕터 전류 사이의 차이를 나타내는 경우, 제어 신호는 피크 인덕터 전류 대신에 평균 인덕터 전류를 더 나타낸다. 또는, 다시 말해서, 차동 입력 전압으로부터 출력 전압으로의 폐쇄 루프로 인해, 출력 전압과 기준 전압 사이의 동일한 차이에서, 변경된 제어 신호는 차동 입력 전압으로부터 설정 레벨로의 개방 루프의 특징에 독립적이다. 출력 전압은 인덕터 전류의 동일한 피크 값에서 동일한 값에 도달해야 하며, 따라서, (이제 변경된 제어 신호인) 설정 레벨은 동일해야 한다. 따라서, 제어 신호와 인덕터를 통한 평균 전류 사이의 차이를 나타내는 정정 신호를 추가하는 정정 회로의 추가는, 제어 신호의 값이 이러한 차이로 떨어지도록 한다. 이제, 전류 모드 제어기에 의해 공급된 제어 신호는 피크 인덕터 전류 및/또는 경사 보상 전류 대신에 평균 인덕터 전류를 나타낸다. 제어 신호로부터 평균 출력 전류로의 전달 함수는 1과 더 동일해지며, -3dB 대역폭이 증가된다. 더욱이, 바람직하게, 평균 인덕터 전류가 피크 전류 대신에 제한된다. 정정 회로는 평균 값과 인덕터 전류의 최종 값 사이의 차이를 나타내는 정정 신호를 추가할 수 있다. 이제, 제어 신호는 인덕터를 통한 평균 전류와 더욱 동일해지는데, 그 이유는, 피크 전류와 평균 전류 사이의 차이가 보상되기 때문이다. 또는, 적어도, 이러한 차이가 감소된다. 이와 달리, 전류 모드 제어 DC/DC 변환기가 경사 보상 신호를 생성하는 경사 보상 회로를 더 포함한다면, 다시, 정정 회로는 정정 신호를 제어 신호에 가산하여, 변경된 제어 신호를 얻는다. 이제, 정정 신호는 스위칭 오프 순간에서의 경사 보상 신호의 레벨과 피크 전류 및 인덕터를 통한 평균 전류 사이의 차이의 합이거나 또는 그것을 나타낸다. 피크 전류와 인덕터를 통한 평균 전류 사이의 차이는 이미 생성되었고, 경사 보상에 의해 초래된 추가적인 감쇠가 또한 제거된다. 따라서, 제어 신호는 인덕터를 통한 평균 전류를 나타낸다. 이것은 다시, 제어기의 제어 신호를 제한함으로써, 경사 보상과는 독립적으로, 전력 변환기의 평균 전류가 제한된다는 이점을 갖는다. 청구항 12에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 제한 회로를 이용하여 제어 신호의 최대 및/또는 최소 값을 제한한다. 이제, 제어 신호는 인덕터를 통한 평균 전류를 나타내기 때문에, 그러한 제한 회로는 평균 전류를 직접적으로 제한한다. 제어 신호의 복제 뿐만 아니라 정정 전류의 복제가 생성된다. 제한 회로는 이제 복제 제어 신호의 복제 및 정정 신호의 복제가 제한 값에 도달하는 때를 검출하여, 적분기에 작용하여, 그에 따라 제한 제어 신호를 얻는다. 청구항 13에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 다시, 전류 소스를 적분하는 용이성을 이용하여 복제 제어 신호 및 클램핑 회로를 구현한다. 청구항 14에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 또한, 전류 소스를 적분하는 용이성에 의해 복제 정정 신호가 생성된다. 청구항 15에 청구된 바와 같은 본 발명에 따른 실시예에서, 전류 모드 제어 DC/DC 변환기는 벅 변환기이며, 신호는 노드에서 합산되는 전류이다. 전류 모드 제어기는 제어 신호에 의해 결정된 제어 전류를 노드에 공급하는 제어된 전류 소스를 포함한다. 정정 회로는 정정 신호를 정전 전류로서 노드에 공급하는 전류 소스를 포함한다. 감지 회로는 인덕터 전류를 감지하여, 감지 신호를 감지 전류로서 노드에 공급한다. 제어 전류 및 정정 전류의 극성은 동일하며, 감지 전류의 극성과는 반대이다. 따라서, 예를 들어, 감지 전류가 노드 쪽으로 흐른다면, 제어 전류 및 정전 전류 둘다 노드로부터 흘러나간다. 구동기 회로가 노드에 접속되어, 감지 전류의 레벨이 제어 전류와 정정 전류의 합의 레벨을 넘는 때를 결정한다. 감지 전류가 이러한 합을 넘는다면, 스위치가 스위칭 오프된다. 본 발명의 이들 및 다른 양상은 후술되는 실시예로부터 명백할 것이며, 그러한 실시예를 참조하여 설명될 것이다.