통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법 document_id A220623049059

일반적인 통신 시스템은 송신기와 수신기 간에 각각 다수개의 안테나를 사용하여 신호를 송신하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하여 신호를 송신한다. 도 1은 일반적인 통신 시스템에서 다수개의 안테나를 사용한 신호 송수신 장치를 도시한 도면이다. 도 1을 참조하면, 상기 통신 시스템은 송신기와 수신기를 포함한다. 상기 송신기는 부호기(encoder)(111), 직/병렬 변환기(S/P converter: Serial to Parallel converter)(113)을 포함하고, 상기 수신기는 신호 검파기(151), 복호기(decoder)(153)를 포함한다. 상기 송신기는 M개의 송신 안테나를 가지며, 상기 수신기는 N개의 수신 안테나를 가지는 MIMO 방식의 통신 시스템이다. 상기 부호기(111)는 송신 신호를 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화한다. 상기 직렬/병렬 변환기(113)는 상기 부호기(111)에서 부호화된 직렬 신호를 병렬 신호들로 변환하여 다수개의 송신 안테나, 즉 M개의 송신 안테나를 통해 송신한다. 상기 신호 검파기(151)는 다수개의 수신 안테나, 즉 N개의 수신안테나를 통해 신호를 수신하고, 수신한 신호를 검파한다. 상기 신호 검파기(151)는 제로 억압(zero-forcing, 이하 'ZF'라 칭하기로 한다)-결정 피드백 등화기(Decision Feedback Equalizer, 이하 'DFE'라 칭하기로 한다) 또는 최소 평균 자승 에러(Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다)-DFE가 사용될 수 있으며, 상기 ZF(MMSE)-DFE는 선형 등화기의 일종으로 잡음 전력의 고려 여부에 따라서 상기 ZF-DFE 또는 MMSE-DFE 중에서 하나를 선택하여 사용할 수 있다. 상기 신호 검파기(151)는 내부에 병/직렬 변환기를 포함하거나 상기 병/직렬 변환기는 외부에 별도로 구비할 수 있다. 상기 병/직렬 변환기는 검파된 신호들을 직렬 신호로 변환한다. 상기 복호기(153)는 상기 신호 검파기(151)에서 검파된 신호를 미리 설정된 복호화 방식으로 복호하여 송신기에서 송신한 신호를 검출한다. 여기서 상기 복호화 방식은 송신기의 부호화 방식에 대응하는 복호화 방식이다. 상기 송신기에서 M개의 송신 안테나를 통해 상기 송신된 신호는 레일리(Rayleigh) 페이딩 채널을 통해 N개의 수신 안테나를 통해 수신기에 수신된다. 여기서 상기 N개의 수신 안테나를 통해 상기 수신기에 수신된 신호를 벡터 y로 표현하면 y = Hx + n 이 된다. 여기서 x는 상기 송신기에서 송신한 신호에 포함된 각 심볼들을 성분으로 갖는 M차원 열 벡터이고, 각 심볼의 에너지는 '1'로 정규화된다. 상기 H는 M x N 행렬로서 각각의 엘리먼트들은 평균이 '0', 분산이 '1'인 복소 가우시안 분포를 갖는다. 여기서 상기 수신기는 페이딩 계수들을 정확히 추정하는 것이 가능하다고 가정한다. 또한, 상기 n은 상기 수신기에 신호 수신시 발생된 잡음들로 이루어진 n차원 열 벡터로서 각 엘리먼트들은 평균이 '0', 분산이 ' '인 복소 가우시안 분포를 갖는다. 상기 수신기에서 로그 우도비(Log Likelihood Ratio, 이하 'LLR'라 칭하기로 한다)를 계산하는 방법에 대해서 설명하면 다음과 같다. 상기 송신기에서 부호화된 부호어 심볼 이 이진 위상 천이 변조(Binary Phase Shift Keying, 이하 'BPSK'라 칭하기로 한다) 심볼 ' '로 변환되어 레일리 페이딩 채널을 통해 상기 수신기에 수신되었다고 가정한다. 상기 신호 검파기는 ZF-DFE를 사용한다고 가정한다. 상기 신호 검파기가 ZF 검출 방식을 사용하면, i번째 수신 신호의 결정 통계치 는 하기의 수학식 1에 나타낸 바와 같다. 상기 는 i번째 수신 신호이고, 상기 는 ZF의 필터 계수 행렬 의 i번째 행 벡터이고, 상기 n은 잡음이다. 는 의 허미시안(hermitian)을 의미한다. 상기 는 채널 행렬을 의미한다. 상기 i번째 수신 신호의 결정 통계치 의 확률 밀도 함수는 하기의 수학식 2에 나타낸 바와 같다. 상기 i번째 수신 신호의 LLR은 하기의 수학식 3에 나타내었다. 상기 신호 검파기가 MMSE 검출 방식을 사용하면, i번째 수신 신호의 결정 통계치 는 하기의 수학식 4에 나타낸 바와 같다. 상기 MMSE 검출 방식의 경우에는 상기 ZF 검출 방식과는 달리 간섭 부분이 완전히 제거되지 않는다. 상기 는 MMSE의 필터 계수행렬 의 i번째 행 벡터이고, 는 행렬의 i번째 열 벡터이다. 상기 수학식 4의 수신 신호 결정 통계치에서 검출하는 신호와 무관한 부분을 이라 정의하고, 하기의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다. 상기 은 가우시안 분포를 가질 수 있다고 가정할 수 있으며, 이때의 확률 밀도 함수는 하기의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다. 상기 i번째 수신 신호의 LLR은 하기의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다. 상기 신호 검파기를 통해 선형 검출 방식을 사용하여 수신 신호를 검출하는 경우에는 하나의 w를 사용하여 각 안테나들을 통해 수신된 신호들의 LLR을 병렬로 각각 계산할 수 있다. 하지만, 연속 간섭 제거(Successive Interference Cancellation, 이하 'SIC'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하여 수신 신호를 검출하는 경우에는 LLR은 신호를 검출할 때마다 변경된 y와 H를 이용하여 상기 와 상기 를 갱신해야 한다. 상기 변경된 y와 H를 하기의 수학식 8과 9에 나타내었다. 상기 M은 송신 안테나 개수이고, 상기 m은 m번째 송신 안테나에서 보낸 신호의 검출을 의미한다. 연속 간섭 제거 수신기를 사용하는 경우 i번째 수신 신호를 나타내면 하기의 수학식 10과 수학식 11로 나타낼 수 있다. 상기 수학식 10과 상기 수학식 11은 LLR은 이전에 검출한 신호들이 정확하다는 가정하에 계산되었기 때문에 실제 수신 신호의 신뢰도를 그대로 반영하지 못한다. 따라서, 통신 시스템의 수신기에서 오류 전파 효과를 고려하지 못한 LLR을 사용하면 오류 마루 현상이 발생하게 된다는 문제점이 있었다. 상기한 오류 전파 효과를 고려한 LLR 계산 방법을 송수신 안테나가 각각 2개이고, 신호 성좌가 BPSK 방식을 사용하는 시스템을 일예로 설명하기로 한다. 상기 오류 전파 효과를 고려하여 두 번째로 검출되는 신호의 확률 밀도 함수는 첫 번째로 검출된 신호가 정확한 경우와 정확하지 못한 경우를 고려하여 구성한다. 상기 ZF-SIC 방식을 사용하였을 경우 두 번째로 검출하는 신호의 확률 분포 함수는 하기의 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 는 이고, 이고, 는 이다. 상기 는 두 번째 수신 신호이다. 상기 는 첫 번째 신호가 잘못 검출될 확률이고, 는 첫 번째 신호가 정확히 검출되었을 때의 두 번째 신호의 결정 통계치 가 갖는 잡음 분산이다. 상기 는 첫 번째 신호가 잘못 검출되었을 때 두 번째 신호의 결정 통계치 의 잡음 분산이다. 이와 같은 경우의 LLR은 하기의 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다. 동일하게 MMSE-SIC 방식을 사용하면 두 번째로 검출하는 신호의 확률 분포 함수는 하기의 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다. 여기서, 상기 는 이고, 는 이고, 는 이다. 이와 같은 경우의 LLR은 하기의 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다. 상기 수학식 10과 상기 수학식 11과 같은 LLR 계산 방식은 오류 전파 효과를 고려하지 못하므로 와 를 동일한 값으로 간주하여 계산한다. 하지만, 실제로는 잘못된 간섭 제거로 인한 영향이 두 번째 검출 신호의 결정 통계치 의 잡음으로 포함되어 가 보다 항상 큰 값을 갖는다. 따라서, 전파 효과를 고려할 경우의 LLR은 오류 전파를 고려하지 않은 경우의 LLR과 다른 값을 갖게 된다. 도 2는 일반적인 통신 시스템에서 오류 전파 효과의 고려 여부에 따른 LLR을 도시한 그래프이다. 도 2를 참조하면, 상기 오류 전파 효과를 고려하는 경우의 두 번째 신호의 결정 통계치 와 상기 결정 통계치에 상응하는 LLR 값을 나타내었다. 실선이 상기 오류 전파 효과를 고려한 경우이고, 점선이 오류 전파 효과를 고려하지 않은 경우를 나타낸 것이다. 상기 오류 전파 효과를 고려하지 못한 경우의 LLR은 실제 신호 검출에 따른 신뢰도를 정확히 반영하지 못한다. 상기 오류 전파 효과를 고려한 LLR 계산 방법은 채널 부호와 결합하면 성능이 향상되지만 계산 과정이 복잡하고, 신호 성상도(constellation)의 크기가 증가하거나 송신 안테나 개수가 증가함에 따라 복잡도가 증가한다는 문제점이 있었다.