가변 집적형 인덕터 document_id A220623107334

종래 직접 변환 다대역 무선 송수신기(100)(예를 들어, 무선 통신 장치(100)의 기본적인 구성 요소를 도시하는 블록도인 도1(종래 기술)을 참조하자. 도시된 다대역 무선 송수신기(100)는 안테나(102), 송신/수신(T/R) 유닛(104), 수신 경로(106), 송신 경로(108) 및 기저대 신호 처리 유닛(110)을 포함한다. 수신 경로(106)는 안테나(102)에 의해 수신된 RF 주파수 신호를 기저대 신호 처리 유닛(110)에서 처리하는 부가적인 신호에 적합한 저주파수로 다운 컨버트하도록 전압 제어 오실레이터(VCO)와 함께 사용되는 혼합기(112)를 포함한다. 송신 경로(108)는 기저대 신호 처리 유닛(110)으로부터 수신된 기저대 신호를 안테나(102)에 의해 송신되기 전에 고주파수로 업 컨버트하도록 VCO(118)과 함께 사용되는 혼합기(116)를 포함한다. 수신된 신호 및 송신된 신호의 RF 주파수(fRF)가 (2 팩터 이상으로) 매우 광범위하게 변경될 수 있기 때문에, 다대역 송신기(100)는 광대역 주파수 범위를 통해 동조 가능한 두 개의 VCO(114,118)를 필요로 한다. 다대역 무선 송수신기(100)를 위한 이러한 유형의 아키텍처는 과거에 잘 동작했다. 그러나 오늘날 집적형 무선 송수신기 솔루션은 더 많은 대역 및 더 많은 표준 무선 아키텍처를 지원하기 위해서 더 많은 주파수 대역을 커버할 수 있도록 요구되고 있다. 이러한 확장된 기능은 도1에 도시된 VCO(114,118)가 제한된 정합 범위를 갖기 때문에 충족되기 어렵다. VCO(114,118)가 제한된 동조 범위를 갖는 이유가 아래에서 설명된다. VCO(114,118)는 병렬로 연결된 고정된 인덕터(121) 및 가변성 컨덕터(123)를 포함하는 LC 공진 회로(120)에 의해 설정된 오실레이팅 주파수(fO)를 갖는다. 오실레이팅 주파수(fO)는 다음 공식과 같이 주어진다: 그 이유는, 인덕터(212)의 값이 고정되기 때문인데, 이는 LC 공진 회로(120)의 정합 범위가 가변성 커패시터(123)(즉, 배리캡(varicap)(123) 및 커패시턴스 스위치(123))를 조정함으로써 성취될 수 있는 커패시턴스 비율에 제한된다는 것을 의미한다. LC-네트워크(120)의 제한된 동조 범위는 다대역 무선 송수신기(100)가 갖는 유일한 문제가 아니다. 예를 들어, 동조된 증폭기 로드 및 임피턴스 정합 네트워크들에서 사용될 수 있는 다른 유형의 주파수 선택적인 LC-네트워크가 갖는 문제점이 있다. 이러한 문제점을 처리하기 위한 종래 사용되던 다수의 솔루션이 도2 내지 도5를 참조하여 후술된다. 둘 다 멀티플렉서(204)에 연결된 두 개의 VCO(202a,202b)를 갖는 듀얼 VCO(200)의 블록도인 도2(종래 기술)를 참조하자. 각각의 VCO(202a,202b)는 서로 병렬로 연결된 고정된 인덕터(205) 및 가변성 커패시터(207)를 포함하는 LC 공진 회로(206a,206b)를 갖는다. 이러한 경우에, 듀얼 VCO(200)는 VCO(202a,202b)에 의해 출력되는 두 개의 서브 범위의 Vout1 및 Vout2로 구성된 Vout의 총 주파수 범위를 갖는다. 듀얼 VCO(200)가 각각 쉽게 구현될지라도, 이는 (예를 들어) 도1에 도시된 VCO(114)를 만드는데 사용되는 실리콘 에어리어의 두 배를 사용한다. 이는 바람직하지 않다. 분리기(302)에 연결된 VCO(300)의 블록도인 도3(종래 기술)을 참조하자. VCO(300)는 서로 병렬로 연결된 고정된 인덕터(305) 및 가변성 커패시터(307)를 포함하는 LC 공진 회로(304)를 갖는다. 분리비가 상이한 출력 주파수 대역에 상이한 정수값으로 설정될 수 있는 VCO(300)의 출력에서 부가적인 분리기(302)는 VCO(300)상에서 동조 범위 요구 조건을 효율적으로 감소시킨다. 그러나 특히, 위상 잡음 요구 조건이 엄격하다면, 부가적인 분리기(302)는 전력 소모가 상당히 증가하도록 한다. 그리고 분리기(302)를 부가하는 것은 칩 상에서 사용되는 총 에어리어를 증가시킨다. 게다가, 부가적인 분리기(302)에서, 2의 배수가 아닌 분리기의 비율에 대해서 직각 위상 출력 신호를 발생시키기가 종종 어렵다. 이러한 어떠한 특성도 바람직하지 않다. VCO(4000)의 출력 신호의 분수 분리를 구현하는데 사용되어온 복잡한 피드백 주파수 발생 방식의 블록도인 도4(종래 기술)를 참조하자. 이러한 방식에서, VCO(400)는 서로 병렬로 연결된 고정된 인덕터(403) 및 가변성 커패시터(405)를 포함하는 LC-유형 공진 회로(402)를 갖는다. 그리고 VCO의 출력 신호는 혼합기(404)를 통해 통과된 신호와 상기 신호를 혼합하는 혼합기(404)에 입력되고, 분리기(406)에서 정수(N)로 분리된다. 이러한 방식은 도2 및 도3에 도시된 이전 솔루션들 중 하나보다 더 많은 전류를 소비하고, 칩에서 더 많은 공간을 차지하는 단점이 있다. VCO(500)의 출력신호의 분수 분리를 구현하는데 또한 사용되어온 복잡한 피드백 주파수 발생 방식의 블록도인 도5(종래 기술)를 참조하자. 이런 방식에서, VCO(500)는 서로 병렬로 연결된 고정된 인덕터(503) 및 가변성 커패시터(505)를 포함하는 LC 공진 회로(502)를 갖는다. 그리고 VCO의 출력 신호는 혼합기(504) 및 분리기(506)에 입력된다. 분리기(506)는 정수(N)로 출력 신호를 분리하는 역할을 하고, 그 후에 분리된 신호를 혼합기(504)에 입력한다. 그 후에, 혼합기(504)는 원래 출력 신호와 분리된 출력 신호를 혼합하고, 신호(Vout)를 출력한다. 이런 방식은 도4에 도시된 피드백 방식과 동일한 단점을 갖는데, 이는 도2 및 도3에 도시된 이전 솔루션들 중 하나보다 더 많은 전류를 소비하고, 칩에서 더 많은 공간을 차지한다. 따라서, VCO의 동조 범위를 증가시키는데 사용될 수 있는 새로운 솔루션에 대한 요구가 있다고 보여질 수 있다. 이러한 새로운 솔루션은 종래 솔루션에 관련된 상술된 결점 및 단점들을 겪지 않는다. 본 발명의 가변 집적형 인덕터는 이러한 솔루션이다.