디지털 아날로그 변환장치 document_id A220623108750

디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하는 디지털 아날로그 변환 장치 및 그 어플리케이션으로서 음성신호를 복수의 디지털 신호로 변환하고 복수의 스피커 구동 장치를 사용하여 음성신호를 재생하는 디지털 아날로그 변환 장치의 종례예로서 USP5,862,237과 USP5,909,496이 제안되어 있다. USP5,862,237의 Fig.1에서는, 디지털 시리얼 음성 신호를 한차례 시리얼·패럴렐 변환기와 디코더 회로에 의해 복수의 디지털 신호로 변환한다. 여기에서 복수의 디지털 신호를, 음성신호의 진폭으로 가중하도록 변환하는 것이 본 종래예의 특징이다. 이것에 의해, 복수의 스피커를 구동할 때에, 이 가중에 따라서 복수의 구동장치의 전류원의 전류량을 제어하는 것으로, 복수의 스피커 장치를 구동함으로써, 음성 신호의 진폭에 따른 음성을 재생하는 시스템을 제안하고 있다. USP5,909,496의 Fig.4에서는, USP5,862,237과 마찬가지로 디지털 시리얼 음성 신호를 한차례 시리얼·패럴렐 변환기와 디코더 회로에 의해 복수의 디지털 신호로 변환한다. 여기에서 복수의 디지털 신호를, 음성신호의 진폭으로 가중하도록 변환하고, 또한, 복수의 스피커를 구동하는 구동 회로의 전류 방향을 복수의 디지털 신호 내의 특정한 1비트(공지예에서는 MSB)를 사용하여 제어하는 것이 본 종래예의 특징이다. 이것에 의해, 복수의 스피커를 구동할 때에, 이 가중에 따라 복수의 구동장치의 전류원의 전류량을 제어하는 것으로, 복수의 스피커 장치를 구동함으로써 음성신호의 진폭에 따른 음성을 재생함과 동시에, 구동회로를 보다 간편한 회로로 구성하는 것이 가능해지고 있다. 이들 종래예에서는, 복수의 스피커를 구동하는 신호로서 시리얼·패럴렐 변환한 디지털 신호를 그대로 사용하고 있기 때문에, 첫째로, 가중된 구동회로의 전류원 사이의 제조의 불균일이 비직선성의 잡음의 원인이 된다, 둘째로, 디지털 신호를 재생할 때에 발생하는 양자화 잡음이 가청 주파수대에 잡음성분으로서 중첩되어 버리는 등의 문제가 생기기 때문에 고품위의 음성신호를 재생하는 것이 어렵다고 하는 결점이 있다. 첫 번째 문제를 회피하기 위해서는, 복수의 구동장치 사이의 제조의 불균일을 억제하는 수단이 필요하다. USP5,872,532의 Fig.33에는, 복수의 스피커 구동장치를 구동하는 전류원 사이의 불균일을 억제하는 수단으로서 선택회로와 선택회로를 제어하기 위한 적분기로 이루어지는 기술이 제안되어 있다. 이 제안에서는, 복수의 스피커를 구동하는 신호를 선택 장치에 입력하고 복수의 스피커 구동 회로의 사용 유무를 일회 이상 적분하는 회로에 의해 제어함으로써, 입력신호에 의하지 않고, 복수의 스피커 구동장치의 각각의 사용 빈도를 적분하고, 그 적분 결과가 일정하게 유지되도록 선택회로를 제어하고 있다. 이것에 의해, 구동장치 사이의 제조 불균일에 의한 잡음을 감소시키는 것이 가능해진다. 복수의 구동장치 사이의 불균일을 억제하는 기술을 미스매치 쉐이핑법이라 부른다. USP5,592,559의 Fig.1에는, 입력된 디지털 시리얼 음성신호를, 한차례 ΔΣ변조기를 사용한 디지털 변조를 행하고 보이스 코일을 구동하여 음성을 재생하는 수법이 제안되어 있다. 본 종래예는, 디지털 변조를 행한 3가 신호를 사용하여 2개의 보이스 코일을 정부(正負)방향으로 스피커를 구동하는 제안이지만, 2개 이상의 복수의 보이스 코일을 구동하고 복수의 구동장치 사이의 불균일을 억제하는 기술에 관해서는 기술되어 있지 않다. USP7,058,463의 Fig.3에는, 입력된 디지털 시리얼 음성 신호를 한차례 ΔΣ변조기와 오버샘플링을 사용한 디지털 변조를 행함으로써 가청 주파수보다도 높은 주파수로 출력하는 것이 제안되어 있다. 이렇게 주목하고 있는 주파수 밖으로 양자화 잡음을 출력해버리는 기술을 노이즈 쉐이핑법이라 부른다. 본 종래예에서는, 디지털 신호를 재생할 때에 발생하는 양자화 잡음을, 노이즈 쉐이핑법을 이용하여 가청 주파수 밖의 높은 주파수 대역으로 이동하고 있다. 이것에 의해 두 번째 문제인 양자화 잡음이 가청 주파수대에 잡음성분으로서 중첩되어 버리는 문제를 회피하고 있다. 또한, 본 종래예에서는, 첫 번째 문제인 복수의 구동장치 사이의 제조 불균일을 원인으로 하는 잡음의 문제를 회피하기 위하여, 의사 랜덤 신호를 사용한 DEM(Dynamic Element Matching)법에 의해 제어된 선택회로를 사용한 미스매치 쉐이핑법을 도입하는 것을 제안하고 있다. 그러나, ΔΣ변조기와 오버 샘플링을 사용한 디지털 변조를 행함으로써 가청 주파수보다도 높은 주파수로 출력한 양자화 잡음을 상쇄시키지 않고, 그대로 스피커 구동회로를 구동하고 있기 때문에, 높은 주파수 대역으로 이동한 양자화 잡음이 스피커로부터 방사되는 문제가 있다. 또한, 단순히 랜덤 신호를 사용한 DEM법에 의해 선택회로를 스위칭하는 것만으로는, 이 랜덤 신호를 원인으로 하는 화이트 잡음이 재생된 음성신호에 중첩되어 버리는 결점도 있다. 복수의 구동장치 사이의 제조 불균일을 원인으로 하는 잡음의 문제를 회피하기 위해서는, DEM법에 의한 선택회로의 스위칭 동작을, 스피커 구동회로의 개수의 증가에 따라 고속으로 동작시킬 필요가 있다. 참고문헌"Delta-Sigma Data Converters" IEEE Press 1997 ISBN 0-7803-1045-4의 8.3.3절과 Figure8.5에 DEM법의 동작의 상세가 서술되어 있다. DEM법을 이용한 미스매치 쉐이핑법에서는, 선택회로에 고속 동작이 필요하게 되는 것이, 본 종래예를 실시할 때의 중대한 결점이다. 또한, 이 결점에 관해서는, USP5,872,532 중에서도 문제점으로서 이미 지적되어 있어 공지이다. 이상의 종래예에 있는 바와 같이, ΔΣ변조회로와 오버 샘플링을 사용한 디지털 변조에 의한 노이즈 쉐이핑법을 이용함으로써, 디지털 신호를 재생함으로써 발생하는 양자화 잡음을 가청 주파수 이상의 주파수 대역으로 출력하는 것은, 일반적으로 잘 알려진 기술이다. 참고문헌 "Over sampling Delta-Sigma Data Converters" IEEE Press 1991 ISBN 0-87942-285-8의 pp.7의 (22)식에는 오버 샘플링비와 변조기의 차수에 대하여 노이즈 쉐이핑되는 잡음의 강도 관계가 나타나 있다. 일반적으로 노이즈 쉐이핑법에 의해, 양자화 잡음의 실효강도는, L을 ΔΣ변조기의 차수로 한 경우, 오버 샘플링비를 2배로 할 때마다 3(2L+1)dB 저하된다. 따라서, 양자화 잡음을 줄이기 위해서는 오버 샘플링비를 높이거나, 또는, ΔΣ변조기의 차수를 올려야 한다. 한편, 오버 샘플링비를 올리면 ΔΣ변조기를 고속으로 동작시킬 필요가 생긴다. 또한, ΔΣ변조기의 차수를 올리면 ΔΣ변조기의 동작은 불안정해진다. 상술한 바와 같이, ΔΣ변조회로와 오버 샘플링을 사용한 디지털 변조에 의한 노이즈 쉐이핑법에서는, 디지털 신호를 재생함으로써 발생하는 양자화 잡음을 가청 주파수 이상의 주파수 대역으로 출력해버린다. 따라서, ΔΣ변조회로에서 발생하는 노이즈 쉐이핑된 불필요한 양자화 잡음이나 가청 주파수 대역 외의 성분은, 연속 시간 LPF(Continuous-Time Low Pass Filter)으로 감쇄시킬 필요가 있다. 도 1(a)에 ΔΣ변조 회로를 이용한 일반적 시스템의 예를 나타낸다. ΔΣ변조기(100)에서 발생하는 노이즈 쉐이핑된, 불필요한 양자화 잡음이나 대역외 성분은, 연속 시간 LPF(101)으로 감쇄시키고 있다. 오버 샘플링을 행하고 있기 때문에, LPF는 저차(低次)의 것이 좋으나, 통과 대역이 좁은 경우에는 시정수가 커지고, 반도체 집적 장치에 내장된 경우에 LPF가 차지하는 면적은 무시할 수 없다. 변조기의 후단으로 배치되는, LPF의 특성요구를 완화하는 방법으로서 도 1(b)에 나타낸 바와 같이, ΔΣ변조기를 멀티비트 ΔΣ변조기(110)로 하는 방법이 있다. 이 경우에는, ΔΣ변조기의 비트수를 1비트 증가시킴으로써 양자화 잡음을 6dB 감소시킬 수 있기 때문에, LPF의 차단 주파수 특성을 완화하는 것이 가능해진다. 그러나, 변조기의 멀티비트화에 의해 내부 변조기의 회로 규모는 증대하여 버린다. LPF의 특성 요구를 완화하는 다른 방법으로서, 도 1(c)에 나타낸 Switched Capacitor Filter(121)를 ΔΣ변조기와 LPF의 사이에 삽입하는 방법도 제안되어 있다. 이 경우, Switched Capacitor Filter를 실현하기 위하여 OP앰프가 필요하게 되고, 추가로 컷오프 주파수를 저하시키기 위해서는 큰 커패시터가 필요해지는 경우도 있으므로, 칩 면적이나 소비전력이 증대하는 결점이 있다. LPF의 특성 요구를 완화하는 또 하나의 방법으로서, 도 1(d)에 나타낸, 아날로그 FIR필터(131)를 ΔΣ변조기와 LPF의 사이에 삽입하는 방법이 제안되어 있다. 이 방법에서는, FIR필터의 각 탭을 아날로그적으로 가산하여 출력으로 함으로써 아날로그 FIR 필터를 구성한다. 이 경우 탭수를 증가시킴으로써, 대역외 잡음에 대한 감쇄량을 증가시킬 수 있다. 아날로그 FIR필터를 이용하는 방법은, 클록지터(Clock Jitter)에 의한 SNR의 열화를 감소시키는 효과도 있고, 정밀도가 낮은 클록 신호를 이용하는 경우나, 다수의 클록을 동일 칩 상에서 이용하는 경우에는 유효한 방법이다. 그러나, ΔΣ변조기를 멀티비트로 한 경우에는, 아날로그 FIR필터를 구성하고 있는 지연소자를, ΔΣ변조기의 비트를 구성하는 세그먼트형 변조기의 셀수ㅧ 탭수만 필요로 하므로, 회로 규모가 급격히 증대되는 결점이 있다. ΔΣ변조회로를 사용한 일반적인 노이즈 쉐이핑법을 이용한 시스템에 아날로그 FIR필터를 후치(後置)하는 방법에 있어서, 특히 케스케이드형의 ΔΣ변조기를 이용하는 경우에 관하여 더 상세하게 동작을 설명한다. 우선, 케스케이드형 ΔΣ변조기(200)의 일반적인 구성을 도 2에 나타낸다. 입력된 디지털 신호(210)는, 첫번째 스테이지의 ΔΣ변조기(201)에서 양자화되고, 첫번째 스테이지의 양자화 잡음(211)은 두번째 스테이지의 ΔΣ변조기(202)에서 다시 양자화된다. 두번째 스테이지의 출력 Y2는 디지털 신호 처리 블록(220)에서 변환한 후에 첫번째 스테이지의 출력을 Y1과 가산(230)하여 출력된다. 첫번째 스테이지의 출력을 Y1 및 두번째 스테이지의 출력을 Y2, 첫번째 스테이지 및 두번째 스테이지의 노이즈 전달 함수를 NTF1(z), NTF2(z), 첫번째 스테이지 및 두번째 스테이지의 양자화 잡음을 Q1, Q2, 첫번째 스테이지로부터 두번째 스테이지로의 게인을 A1으로 하고, H3=NTF1(z)/A1로 한 경우, 전체의 출력 Y는, Y=Y1+Y2H3=Y1+Y2NTF1/A1 =X+NTF1Q1+(-A1Q1+NTF2Q2)NTF1/A1 =X+NTF1Q1-NTF1Q1+NTF1NTF2Q2/A1 =X+NTF1NTF2Q2/A1 ……(수식 1) 가 되어, 첫번째 스테이지의 양자화 잡음을 상쇄할 수 있다. 이 케스케이드형 ΔΣ변조기에 아날로그 FIR필터(301)를 후치한 일반적인 구성(300)을 도 3에 나타낸다. 이 구성은, 도 4에 나타낸 바와 같이 아날로그 FIR필터를 케스케이드형 ΔΣ변조기의 각 단에 각각 후치하는 구성(400)으로 변환하는 것도 가능하다. 도 4와 같이 아날로그 FIR 필터를 케스케이드형 ΔΣ변조기의 각 단에 각각 후치하는 구성으로 한 경우의 두번째 스테이지의 동작에 관하여 이하에 상세하게 설명한다. Y2로부터의 신호는, 디지털 신호 처리 블록(220)에 의해 H3(z)가 곱해진 후 FIR필터(300)의 전달 함수 HFIR(z)가 곱해진다. 첫번째 스테이지를 1차의 ΔΣ변조기, FIR필터를 이동 평균 필터로 한 경우를 생각하자. H3(z)=NTF1=(1-z-1)로 하여 FIR필터의 전달함수를 HFIR(z)=1+z-1+z-2…+z-(n-1) ……(수식 2) 로 하면, H3HFIR=(1-z-1)(1+z-1+z-2…+z-(n-1)) =1-z-n ……(수식 3) 가 되어, FIR필터의 탭수에 관계없이 2탭의 후치 필터(Post filter)로 구성할 수 있다. 즉, 케스케이드형 ΔΣ변조기에 아날로그 FIR필터를 후치하는 경우에, 도 4의 구성으로 함으로써, 두번째 스테이지의 후치 필터의 탭수는 항상 2탭이 되고, FIR필터의 탭수를 증가시켜도, 후치 필터의 탭수가 증가하지 않아서 소형화에 적합하다. 마찬가지로, 첫번째 스테이지를 2차의 ΔΣ변조기, FIR필터를 이동 평균 필터로 한 구성을 생각하자. H3=NTF1=(1-z-1)2이므로, H3HFIR=(1-z-1)2(1+z-1+z-2…+z-(n-1)) =1-z-1-z-n+z-(n+1) ……(수식 4) 가 되고, 두번째 스테이지의 후치 필터의 탭수는 FIR필터의 탭 길이에 상관없이 4탭이 된다. 즉, 케스케이드형 ΔΣ변조기에 아날로그 FIR 필터를 후치하는 경우에, 도 4의 구성으로 함으로써, ΔΣ변조기의 차수에 관계없이, FIR 필터의 탭수를 증가시켜도, 두번째 스테이지의 후치필터의 탭수의 증가를 억제하는 것이 가능해져서 소형화에 적합한 것을 알 수 있다. 또한, 케스케이드형 ΔΣ변조기에 아날로그 FIR필터를 후치한 경우의 YFIR은, YFIR=(1+z-1+z-2…+z-(n-1))(X+NTF1NTF2Q2/A1) ……(수식 5) 가 된다.